在现代无线通信和微波集成电路的发展过程中, 滤波器在微波集成电路中发挥着至关重要的作用。实际应用中, 集成电路向小型化方向不断发展, 低损耗电路的设计面临着强电磁干扰、无线电频率干扰、元部件耦合串扰等严峻挑战^[1], 差分平衡电路因其可以有效抑制噪声、减少电磁耦合干扰而得以广泛应用^{[2, 3, 4]}, 差分滤波器作为平衡电路的重要器件, 其研究也得到不断的深入和发展。近年来, 人们提出了多种结构不同的差分平衡滤波器^{[5, 6, 7, 8, 9]}, 以满足其兼顾差模滤波特性和共模抑制特性的要求。文献[2]提出了一种基于自耦合环形谐振器的超宽带差分带通滤波器结构, 其结构紧凑, 但共模抑制特性有待改善。文献[3]提出了基于开放式分裂谐振环(Open split ring resonator, OSRR)和开放式互补分裂谐振环(Open comple-mentary split ring resonator, OCSRR)的滤波器结构, 其工作频率相对较低, 结构紧凑, 但电路分析过于复杂且不易于加工。文献[4]利用双面平行带线180° 移相器和360° 传输线实现了差分滤波器, 该方法在不影响差模滤波特性的同时可调节共模抑制特性, 但滤波器整体尺寸过大, 且差模通带的选择性和共模抑制水平都有待改善。Bockelman等^[10]提出利用互补对称网络分析差分带通滤波器的设计方法, 任意四端口网络都可看作两端口差模信号网络和两端口共模信号网络, 对于所有互补对称电路, 其损耗低且无模式功率转换。

本文基于信号干扰理论, 提出了一种差分宽带带通滤波器, 利用平行面的中心加载枝节改善其差模通带特性和共模抑制特性, 并通过仿真设计和实测对其进行验证。

图1为所设计的基于信号干扰理论的差分带通滤波器的电路图, 图中, Z₁、Z₂为特性阻抗; θ ₂₁、θ ₂₂为电长度。两方形谐振器通过中间对称面传输线连接起来, 构成互补对称结构, 使该滤波器在差模激励时表现为带通滤波器, 在共模激励时表现为带阻滤波器。其中, 传输线特性阻抗Z₁=67 Ω ; 电长度θ ₁=λ _g/2, λ _g为微带线波导波长; 传输线特性阻抗Z₂=53 Ω ; 电长度θ ₂=3θ ₁。另外, 中间加载短截线构成T型分支线结构, 其中Z₃=30 Ω , 调节短截线特性阻抗和长度可有效改善共模抑制水平。4条50 Ω 微带线作为输入、输出端口, 采用平行互补的馈线方式, 并通过直接馈电的方式与谐振结构相连, 可减小插入损耗, 提高制作精度。馈线和传输线构成阶跃阻抗谐振器(SIR), 通过调节阻抗比改善频率响应, 使其满足小型化需求。

图1

Fig.1

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	图1 差分滤波器电路图Fig.1 Circuit diagram of difference filter

该滤波器关于中心面两边互补对称, 由互补对称性可知, 对任意两输入、输出端口施加差模激励时, 对称面A-A'表现为短路, 相当于理想电壁; 对任意两输入、输出端口施加共模激励时, 对称面A-A'表现为开路, 相当于理想磁壁。本文基于混合模S参数, 将4端口网络的S参数变换成2端口网络的混合模S参数, 分析差分平衡电路的差模和共模响应。

图2(a)为差模等效电路图, 由于对称面A-A'等效为理想电壁, 平行中心面对称结构等效为短路。

图2

Fig.2

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	图2 等效电路图Fig.2 Equivalent circuit diagram

根据传输线理论, 分析差模电路可以得到其输入导纳为:

yin0=y2tanθ21+jy1y1tanθ1-y2cotθ21y1+y2tanθ1cotθ21(1)

式中:y₁、y₂分别为传输线1、2的输入导纳。

由于两条传输线电长度分别为λ _g/2和λ _g/4, 差模信号激励下, 电路满足谐振条件, 输入导纳为0。

由图1中电路四端口差分混合模的S参数, 可以得到差分平衡滤波器差模信号散射参数S的定义如下:

S21dd=S21-S2'1-S21'+S2'1'2(2)

S11dd=(S11-S1'1-S11'+S1'1')/2(3)

式中:S₂₁、S_2'1、S_21'、S_2'1'分别为4个端口的传输系数; S₁₁、S_1'1、S_11'、S_1'1'分别为4个端口的反射系数; S21dd、 S11dd分别为差模传输系数和反射系数。

图3(a)(b)(c)分别为不同条件下差模电路的仿真结果图, 其中, W₁、W₂、W₃为滤波器的尺寸参数。从图中可以看出, 差模电路的响应为带通滤波器。由图3(a)可以看出:随着分支线特性阻抗Z₂增大, 通带中心频率发生左移, 通带间距不断增大, 回波损耗也发生变化。因此, 适当调整分支线特性阻抗Z₂的值, 可以相应地调节通带带宽、中心频率和回波损耗。当Z₂=80 Ω 时, 插入损耗和回波损耗较小, 3 dB带宽为5.5~10.2 GHz。

图3

Fig.3

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	图3 差模信号仿真结果Fig.3 Simulation results of differential mode

图3(b)为当中心加载谐振腔特性阻抗Z₂变化时差模电路的响应特性。当Z₂从65 Ω 变化到90 Ω , 差模通带内反射零点 fr2dd和 fr3dd的位置和回波损耗不断变化, 但并不是呈现线性变化, 因此, 合理地选择特性阻抗Z₂的值, 可以有效改善通带内反射特性和传输特性。

图3(c)为当中心加载谐振腔长度L₅变化时差模电路的响应特性。当L₅从6 mm增加到9 mm以及L₅从6 mm减小到3 mm时, 差模通带内反射零点 fr2dd和 fr3dd逐渐靠近, 通带内反射特性不断恶化, 并且当L₅=3 mm时, 反射零点 fr2dd和 fr3dd几乎消失。因此, 适当选择中心加载谐振腔长度L₅可以调节差模通带反射特性。

图2(b)为共模等效电路图, 由于对称面A-A'等效为理想磁壁, 相当于开路。共模等效电路中, 任意一对输入、输出端口之间, 信号都有两条不同的传输路径:路径1中, 信号直接经过微带传输线由输入端口1到输出端口2; 路径2中, 信号经过下面的两平行传输线结构由输入端口1到输出端口2。两路径信号的相位关系如下:

路径1:θA=θ12f0=90°(4) 路径2:θB=θ12f0=270°(5)

根据横向滤波器理论^[7], 为了实现滤波器良好的阻带特性, 两路径需满足以下关系式:

θA=θB±nπ, n=1, 3, 5…, k6

因此, 对共模信号来说, 该滤波器结构可以很容易实现良好的阻带特性, 达到共模抑制效果。另外, 根据信号干扰理论, 要实现良好的阻带特性, 共模阻带响应的特性阻抗应满足:

Z1> Z0, Z2=Z1Z0Z1-Z0(7)

式中:Z₀为端口阻抗。

根据信号传输理论可知, 要使阻带范围内有传输零点, 特性阻抗需满足:Z₁sinθ _A=-Z₂sinθ _B。由此, 假定Z₁=Z₂=70 Ω , 图4(a)为共模电路仿真结果图, 其频率响应为带阻滤波器, 中心频率为6.5 GHz, 在阻带范围内存在两个传输零点: fz1cc和 fz2cc, 具有良好的阻带特性。

根据传输线理论, 分析共模电路可以得到其输入导纳为:

yein=yin1e+y2yein2tanθ3y2-y3tanθ2tanθ3+y1yayb(8)

式中:

yein1=jy₁tanθ ₁/2

yein2= j2y2(y3tanθ3+y2tanθ3)y2+y3tanθ3tanθ3

y_a=y₂tanθ ₁- yin2etanθ ₁tanθ ₂₁tanθ ₃+ y22(tanθ ₂+tanθ ₃)

y_b=y₁y₂-y₁y₃tanθ ₂tanθ ₃+j y22tanθ ₁× (tanθ ₂+tanθ ₃)

图4

Fig.4

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	图4 共模信号的仿真结果Fig.4 Simulation results of common mode

同样, 可以通过图1中电路四端口差分混合模的S参数, 得到差分滤波器共模信号散射参数S的定义如下:

S11cc=(S11+S1'1+S11'+S1'1')/2(9)

S21cc=(S21+S2'1+S21'+S2'1')/2(10)

式中: S21cc、 S11cc分别为共模传输系数和反射系数。

图4(b)(c)分别为不同条件下共模电路的仿真结果图。从图中可以看出, 共模电路的响应为带阻滤波器。图4(b)为中心加载谐振腔特性阻抗Z₂变化时共模电路的响应特性, 当Z₂从65 Ω 变化到90 Ω 时, 共模阻带内衰减零点 fz1cc和 fz2cc位置不断变化, 直至消失, 导致阻带内衰减特性不断恶化。因此, 合理地选择特性阻抗Z₂的值可以有效改善共模抑制特性。

图4(c)为当中心加载短截线长度L₇变化时共模电路的响应特性, 当中心加载短截线长度L₇由0.4 mm增加到2 mm时, 共模通阻带内衰减零点 fz2cc逐渐靠近 fz1cc直至合并, 考虑到共模抑制水平, 合理地选择中心短截线长度非常重要。对比差模电路可以发现, 中间面对称结构短路接地, 传输线不工作。因此, 中间短截线只工作在共模激励下, 其长度只影响共模阻带特性。通过调节中心短截线长度, 可以实现更好的共模抑制特性, 从而满足差分滤波器性能。

图5(a)为加工的滤波器实物图, 选择的介质基板的介电常数为2.65, 厚度为1 mm, 滤波器的整体尺寸为24.94 mm× 20 mm, 满足小型化要求。图5(b)为差分滤波器的微带实现结构图, 通过Ansoft v10.0的优化仿真设计, 滤波器具体尺寸参数如下:L₀=4 mm; L₁=5.5 mm; L₂=15 mm; L₃=13.67 mm; L₄=2 mm; L₅=7 mm; L₆=1.2 mm; W₀=2.8 mm; W₁=1.7 mm; W₂=1.24 mm; W₃=1.24 mm; W₄=2.48 mm。

图5

Fig.5

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	图5 滤波器结构和实物图Fig.5 Structure and real figure of filter

图6

Fig.6

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	图6 差分滤波器的电磁仿真和实测结果Fig.6 Electromagnetic simulation and measured results of filter

图6(a)(b)分别为差分滤波器的电磁仿真和实测结果图。从图中可以看出:差模通带中心频率f₀为7.85 GHz, 3 dB相对带宽为61% (5.5~10.2 GHz), 通带内插入损耗最小可达0.2 dB。在6.9、8.1和9.4 GHz处, 分别产生了3个传输零点。在差模通带内, 共模抑制最小可达-25 dB, 其-25 dB抑制共模阻带带宽可覆盖5.5~10.2 GHz。表1为几种不同滤波器参数对比, 其中, “ > 20@f₀” 表示滤波器工作在中心频率f₀时, S21ee> 20 dB。可见, 本文所提出的滤波器结构更为紧凑, 整体尺寸仅为其他滤波器的70%和50%; 另外, 相比其他滤波器, 本文滤波器具有更好的共模抑制特性。

表1

Table 1

表1(Table 1)

表1 不同滤波器参数对比 Table 1 Comparison of filter parameters 滤波器结构 中心频率 /GHz 整体尺寸 /mm 相对带宽 /% S11dd/dB S21ee/dB 本文结构 7.85 24.94× 20 65 > 20 > 25 文献[3]结构 1.04 18.9× 37.8 45 > 10 > 20@f0 文献[4]结构 6.85 41× 21.9 91 > 15 > 10

表1 不同滤波器参数对比 Table 1 Comparison of filter parameters

基于互补对称网络以及信号干扰理论提出了一种新型差分宽带带通滤波器结构。首先, 从差模激励和共模激励两个方面对差分滤波器结构进行了理论分析。然后, 基于上述理论分析, 从电路参数的角度出发, 研究了不同参数对差分滤波器特性的影响。最后, 通过仿真优化确定了差分滤波器的各项参数, 使差分滤波器在差模激励下具有良好的带通特性, 在共模激励下具有良好的带阻特性。该差分滤波器通带为5.5~10.2 GHz, 相对带宽为61%, 满足小型化要求, 易于加工, 损耗低, 具有良好的共模抑制特性。另外, 实物测量与仿真结果一致, 验证了该结构的有效性。